Принципиальные схемы простых преобразователей напряжения на основе автогенераторов, построены с использованием транзисторов.
В генераторах с самовозбуждением (автогенераторах) для возбуждения электрических колебаний обычно используется положительная обратная связь. Существуют также автогенераторы на активных элементах с отрицательным динамическим сопротивлением, однако в качестве преобразователей они практически не используются.
Однокаскадные преобразователи напряжения
Наиболее простая схема однокаскадного преобразователя напряжения на основе автогенератора показана на рис. 1. Этот вид генераторов получил название блокинг-генераторов. Фазовый сдвиг для обеспечения условия возникновения колебаний в нем обеспечивается определенным включением обмоток.
Рис. 1. Схема преобразователя напряжения с трансформаторной обратной связь.
Аналог транзистора 2N3055 — КТ819ГМ. Блокинг-генератор позволяет получать короткие импульсы при большой скважности. По форме эти импульсы приближаются к прямоугольным.
Емкости колебательных контуров блокинг-гене-ратора, как правило, невелики и обусловлены межвитковыми емкостями и емкостью монтажа. Предельная частота генерации блокинг-генератора — сотни кГц. Недостатком этого вида генераторов является выраженная зависимость частоты генерации от изменения питающего напряжения.
Резистивный делитель в цепи базы транзистора преобразователя (рис. 1) предназначен для создания начального смещения. Несколько видоизмененный вариант преобразователя с трансформаторной обратной связью представлен на рис. 2.
Рис. 2. Схема основного (промежуточного) блока источника высоковольтного напряжения на основе автогенераторного преобразователя.
Автогенератор работает на частоте примерно 30 кГц. На выходе преобразователя формируется напряжение амплитудой до 1 кВ (определяется числом витков повышающей обмотки трансформатора).
Трансформатор Т1 выполнен на диэлектрическом каркасе, вставляемом в броневой сердечник Б26 из феррита М2000НМ1 (М1500НМ1). Первичная обмотка содержит 6 витков; вторичная обмотка — 20 витков провода ПЭЛШО диаметром 0,18 мм (0,12...0,23 мм).
Повышающая обмотка для достижения выходного напряжения величиной 700...800 В имеет примерно 1800 витков провода ПЭЛ диаметром 0,1 мм. Через каждые 400 витков при намотке укладывается диэлектрическая прокладка из конденсаторной бумаги, слои пропитывают конденсаторным или трансформаторным маслом. Места выводов катушки заливают парафином.
Этот преобразователь может быть использован в качестве промежуточного для питания последующих ступеней формирования высокого напряжения (например с электрическими разрядниками или тиристорами).
Следующий преобразователь напряжения (США) также выполнен на одном транзисторе (рис. 3). Стабилизация напряжения смещения базы осуществляется тремя последовательно включенными диодами VD1 — VD3 (прямое смещение).
Рис. 3. Схема преобразователя напряжения с трансформаторной обратной связью.
Коллекторный переход транзистора VT1 защищен конденсатором С2, кроме того, параллельно коллекторной обмотке трансформатора Т1 подключена цепочка из диода VD4 и стабилитрона VD5.
Генератор вырабатывает импульсы, по форме близкие к прямоугольным. Частота генерации составляет 10 кГц и определяется величиной емкости конденсатора СЗ. Аналог транзистора 2N3700 — КТ630А.
Двухтактные преобразователи напряжения
Схема двухтактного трансформаторного преобразователя напряжения показана на рис. 4. Аналог транзистора 2N3055 — КТ819ГМ. Трансформатор высоковольтного преобразователя (рис. 4) может быть выполнен с использованием ферритового незамкнутого сердечника круглого или прямоугольного сечения, а также на основе телевизионного строчного трансформатора.
При использовании ферритового сердечника круглой формы диаметром 8 мм число витков высоковольтной обмотки в зависимости от требуемой величины выходного напряжения может достигать 8000 витков провода диаметром 0,15...0,25 мм. Коллекторные обмотки содержат по 14 витков провода диаметром 0,5...0,8 мм.
Рис. 4. Схема двухтактного преобразователя с трансформаторной обратной связью.
Рис. 5. Вариант схемы высоковольтного преобразователя с трансформаторной обратной связью.
Обмотки обратной связи (базовые обмотки) содержат по 6 витков такого же провода. При подключении обмоток следует соблюдать их фазировку. Выходное напряжение преобразователя — до 8 кВ.
В качестве транзисторов преобразователя могут быть использованы транзисторы отечественного производства, например, КТ819 и им подобные.
Вариант схемы аналогичного преобразователя напряжения показан на рис. 5. Основное различие заключается в цепях подачи смещения на базы транзисторов.
Число витков первичной (коллекторной) обмотки — 2x5 витков диаметром 1,29 мм, вторичной — 2x2 витков диаметром 0,64 мм. Выходное напряжение преобразователя целиком определяется числом витков повышающей обмотки и может достигать 10...30 кВ.
Преобразователь напряжения А. Чаплыгина не содержит резисторов (рис. 6). Он питается от батареи напряжением 5 6 и способен отдавать в нагрузку до 1 А при напряжении 12 В.
Рис. 6. Схема простого высокоэффективного преобразователя напряжения с питанием от батареи 5 В.
Диодами выпрямителя служат переходы транзисторов автогенератора. Устройство способно работать и при пониженном до 1 В напряжении питания.
Для маломощных вариантов преобразователя можно использовать транзисторы типа КТ208, КТ209, КТ501 и другие. Максимальный ток нагрузки не должен превышать максимального тока базы транзисторов.
Диоды VD1 и VD2 — не обязательны, однако позволяют получить на выходе дополнительное напряжение 4,2 В отрицательной полярности. КПД устройства около 85%. Трансформатор Т1 выполнен на кольце К18x8x5 2000НМ1. Обмотки I и II имеют по 6, III и IV — по 10 витков провода ПЭЛ-2 0,5.
Преобразователь по схеме индуктивной трехточки
Преобразователь напряжения (рис. 7) выполнен по схеме индуктивной трехточки и предназначен для измерений высокоомных сопротивлений и позволяет получить на выходе не-стабилизированное напряжение 120... 150 В.
Потребляемый преобразователем ток около 3...5 мА при напряжении питания 4,5 В. Трансформатор для этого устройства может быть создан на основе телевизионного трансформатора БТК-70.
Рис. 7. Схема преобразователя напряжения по схеме индуктивной трехтонки.
Его вторичную обмотку удаляют, взамен нее наматывают низковольтную обмотку преобразователя — 90 витков (два слоя по 45 витков) провода ПЭВ-1 0,19...0,23 мм. Отвод от 70-го витка снизу по схеме. Резистор R1 — величиной 12...51 кОм.
Преобразователя напряжения 1,5 В/-9 В
Рис. 8. Схема преобразователя напряжения 1,5 В/-9 В.
Преобразователь (рис. 8) представляет собой однотактный релаксационный генератор с емкостной положительной обратной связью (С2, СЗ). В коллекторную цепь транзистора VT2 включен повышающий автотрансформатор Т1.
В преобразователе использовано обратное включение выпрямительного диода VD1, т.е. при открытом транзисторе VT2 к обмотке автотрансформатора приложено напряжение питания Un, и на выходе автотрансформатора появляется импульс напряжения. Однако включенный в обратном направлении диод VD1 в это время закрыт, и нагрузка отключена от преобразователя.
В момент паузы, когда транзистор закрывается, полярность напряжения на обмотках Т1 изменяется на противоположную, диод VD1 открывается, и выпрямленное напряжение прикладывается к нагрузке.
При последующих циклах, когда транзистор VT2 запирается, конденсаторы фильтра (С4, С5) разряжаются через нагрузку, обеспечивая протекание постоянного тока. Индуктивность повышающей обмотки автотрансформатора Т1 при этом играет роль дросселя сглаживающего фильтра.
Для устранения подмагничивания сердечника автотрансформатора постоянным током транзистора VT2 используется перемагничивание сердечника автотрансформатора за счет включения параллельно его обмотке конденсаторов С2 и СЗ, которые одновременно являются делителем напряжения обратной связи.
Когда транзистор VT2 закрывается, конденсаторы С2 и СЗ в течение паузы разряжаются через часть обмотки трансформатора, перемагничивая сердечник Т1 током разряда.
Частота генерации зависит от напряжения на базе транзистора ѴТ1. Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному напряжению посредством R2.
При понижении выходного напряжения увеличивается частота генерируемых импульсов при примерно одинаковой их длительности. В результате увеличивается частота подзарядки конденсаторов фильтра С4 и С5 и падение напряжения на нагрузке компенсируется. При увеличении выходного напряжения частота генерации, наоборот, уменьшается.
Так, после заряда накопительного конденсатора С5 частота генерации падает в десятки раз. Остаются лишь редкие импульсы, компенсирующие разряд конденсаторов в режиме покоя. Такой способ стабилизации позволил уменьшить ток покоя преобразователя до 0,5 мА.
Транзисторы ѴТ1 и ѴТ2 должны иметь возможно больший коэффициент усиления для повышения экономичности. Обмотка автотрансформатора намотана на ферритовом кольце К10x6x2 из материала 2000НМ и имеет 300 витков провода ПЭЛ-0,08 с отводом от 50-го витка (считая от «заземленного» вывода). Диод VD1 должен быть высокочастотным и иметь малый обратный ток. Налаживание преобразователя сводится к установке выходного напряжения равным -9 В путем подбора резистора R2.
Преобразователь напряжения с ШИМ управлением
На рис. 9 показана схема преобразователя стабилизированного напряжения с широтно-импульсным управлением. Преобразователь сохраняет работоспособность при уменьшении напряжения батареи с 9.... 12 до 3В. Такой преобразователь оказывается наиболее пригодным при батарейном питании аппаратуры.
КПД стабилизатора — не менее 70%. Стабилизация сохраняется при уменьшении напряжения источника питания ниже выходного стабилизированного напряжения преобразователя, чего не может обеспечить традиционный стабилизатор напряжения. Принцип стабилизации, использованный в данном преобразователе напряжения.
Рис. 9. Схема преобразователя стабилизированного напряжения с ШИМ управлением.
При включении преобразователя ток через резистор R1 открывает транзистор ѴТ1, коллекторный ток которого, протекая через обмотку II трансформатора Т1, открывает мощный транзистор ѴТ2. Транзистор ѴТ2 входит в режим насыщения, и ток через обмотку I трансформатора линейно увеличивается.
В трансформаторе происходит накопление энергии. Через некоторое время транзистор ѴТ2 переходит в активный режим, в обмотках трансформатора возникает ЭДС самоиндукции, полярность которой противоположна приложенному к ним напряжению (магнитопровод трансформатора не насыщается).
Транзистор ѴТ2 лавинообразно закрывается и ЭДС самоиндукции обмотки I через диод VD2 заряжает конденсатор СЗ. Конденсатор С2 способствует более четкому закрыванию транзистора. Далее процесс повторяется.
Через некоторое время напряжение на конденсаторе СЗ увеличивается настолько, что открывается стабилитрон VD1, и базовый ток транзистора ѴТ1 уменьшается, при этом уменьшается ток базы, а значит, и коллекторный ток транзистора ѴТ2.
Поскольку накопленная в трансформаторе энергия определяется коллекторным током транзистора ѴТ2, дальнейшее увеличение напряжения на конденсаторе СЗ прекращается. Конденсатор разряжается через нагрузку. Таким образом на выходе преобразователя поддерживается постоянное напряжение. Выходное напряжение задает стабилитрон VD1. Частота преобразования изменяется в пределах 20... 140 кГц.
Преобразователь напряжения 3-12В/+15В, -15В
Преобразователь напряжения, схема которого показана на рис. 10, отличается тем, что в нем цепь нагрузки гальванически развязана от цепи управления. Это позволяет получить несколько вторичных стабильных напряжений. Использование интегрирующего звена в цепи обратной связи позволяет улучшить стабилизацию вторичного напряжения.
Рис. 10. Схема преобразователя стабилизированного напряжения с биполярным выходом 15+15В.
Частота преобразования уменьшается почти линейно при уменьшении питающего напряжения. Это обстоятельство усиливает обратную связь в преобразователе и повышает стабильность вторичного напряжения.
Напряжение на сглаживающих конденсаторах вторичных цепей зависит от энергии импульсов, получаемых от трансформатора. Наличие резистора R2 делает напряжение на накопительном конденсаторе С3 зависимым и от частоты следования импульсов, причем степень зависимости (крутизна) определяется сопротивлением этого резистора.
Таким образом, подстроечным резистором R2 можно устанавливать желаемую зависимость изменения напряжения вторичных обмоток от изменения напряжения питания. Полевой транзистор ѴТ2 — стабилизатор тока. КПД преобразователя может доходить до 70... 90%.
Нестабильность выходного напряжения при напряжении питания 4... 12 В не более 0,5%, а при изменении температуры окружающего воздуха от -40 до +50°С — не более 1,5%. Максимальная мощность нагрузки — 2 Вт.
При налаживании преобразователя резисторы R1 и R2 устанавливаются в положение минимального сопротивления и подключают эквиваленты нагрузок RH. На вход устройства подается напряжение питания 12 В и с помощью резистора R1 на нагрузке Rн устанавливается напряжение 15 В. Далее напряжение питания уменьшают до 4В и резистором R2 добиваются напряжения на выходе также 15 В. Повторяя этот процесс несколько раз, добиваются стабильного напряжения на выходе.
Обмотки I и II и магнитопровод трансформатора у обоих вариантов преобразователи одинаковы. Обмотки намотаны на броневом магнитопроводе Б26 из феррита 1500НМ. Обмотка I содержит 8 витков провода ПЭЛ 0,8, а II — 6 витков провода ПЭЛ 0,33 (каждая из обмоток III и IV состоит из 15 витков провода ПЭЛ 0,33 мм).
Малогабаритный сетевой преобразователь напряжения
Схема простого малогабаритного преобразователя сетевого напряжения, выполненного из доступных элементов, показана на рис. 11. В основе устройства обычный блокинг-генератор на транзисторе VT1 (КТ604, КТ605А, КТ940).
Рис. 11. Схема понижающего преобразователя напряжения на основе блокинг-генератора.
Трансформатор Т1 намотан на броневом сердечнике Б22 из феррита М2000НН. Обмотки Іа и Іб содержат 150+120 витков провода ПЭЛШО 0,1 мм. Обмотка II имеет 40 витков провода ПЭЛ 0,27 мм III — 11 витков провода ПЭЛШО 0,1 мм. Вначале наматывается обмотка Іа, затем — II, после — обмотка lb, и, наконец, обмотка III.
Источник питания не боится короткого замыкания или обрыва в нагрузке, однако имеет большой коэффициент пульсаций напряжения, низкий КПД, небольшую выходную мощность (до 1 Вт) и значительный уровень электромагнитных помех. Питать преобразователь можно и от источника постоянного тока напряжением 120 6. В этом случае резисторы R1 и R2 (а также диод VD1) следует исключить из схемы.
Слаботочный преобразователь напряжения на 440В
Слаботочный преобразователь напряжения для питания газоразрядного счетчика Гейгера-Мюллера может быть собран по схеме на рис. 12. Преобразователь представляет собой транзисторный блокинг-генератор с дополнительной повышающей обмоткой. Импульсы с этой обмотки заряжают конденсатор СЗ через выпрямительные диоды VD2, VD3 до напряжения 440 В.
Конденсатор СЗ должен быть либо слюдяным, либо керамическим, на рабочее напряжение не ниже 500 В. Длительность импульсов блокинг-генератора примерно 10 мкс. Частота следования импульсов (десятки Гц) зависит от постоянной времени цепи R1, С2.
Рис. 12. Схема слаботочного преобразователя напряжения для питания газоразрядного счетчика Гейгера-Мюллера.
Магнитопровод трансформатора Т1 изготавливают из двух склеенных вместе ферритовых колец К16x10x4,5 3000НМ и изолируют его слоем лакоткани, тефлона или фторопласта.
В начале наматывают внавал обмотку III — 420 витков провода ПЭВ-2 0,07, заполняя магнитопровод равномерно. Поверх обмотки III накладывают слой изоляции. Обмотки I (8 витков) и II (3 витка) наматывают любым проводом поверх этого слоя, их также следует возможно равномернее распределить по кольцу.
Следует обратить внимание на правильную фазировку обмоток, она должна быть выполнена до первого включения. При сопротивлении нагрузки порядка единиц МОм преобразователь потребляет ток 0,4... 1,0 мА.
Преобразователь напряжения для питания фотовспышки
Преобразователь напряжения (рис. 13) предназначен для питания фотовспышки. Трансформатор Т1 выполнен на магнитопроводе из двух сложенных вместе пермаллоевых колец К40х28х6. Обмотка коллекторной цепи транзистора VT1 имеет 16 витков ПЭВ-2 0,6 мм; его базовой цепи — 12 витков такого же провода. Повышающая обмотка содержит 400 витков ПЭВ-2 0,2.
Рис. 13. Схема преобразователя напряжения для фотовспышки.
Неоновая лампа HL1 использована от стартера лампы дневного света. Выходное напряжение преобразователя плавно повышается на конденсаторе фотовспышки до 200 В за 50 секунд. Устройство при этом потребляет ток до 0,6 А.
Преобразователь напряжения ПН-70
Для питания ламп-вспышек предназначен преобразователь напряжения ПН-70, являющийся основой описываемого ниже устройства (рис. 14). Обычно энергия батарей преобразователя расходуется с минимальной эффективностью.
Вне зависимости от частоты следования вспышек света генератор работает непрерывно, расходуя большое количество энергии и разряжая батареи.
Рис. 14. Схема модифицированного преобразователя напряжения ПН-70.
Перевести работу преобразователя в ждущий режим удалось О. Панчику, который включил на выходе преобразователя резистивный делитель R5, R6 и подал сигнал с него через стабилитрон VD1 на электронный ключ, выполненный на транзисторах VT1 — ѴТЗ по схеме Дарлингтона.
Как только напряжение на конденсаторе фотовспышки (на схеме не показан) достигнет номинального значения, определяемого значением резистора R6, стабилитрон VD1 пробьется, а транзисторный ключ отключит батарею питания (9 В) от преобразователя.
Когда напряжение на выходе преобразователя понизится в результате саморазряда или разряда конденсатора на лампу-вспышку, стабилитрон VD1 перестанет проводить ток, произойдет включение ключа и, соответственно, преобразователя. Транзистор ѴТ1 должен быть установлен на медном радиаторе размерами 50x22x0,5 мм.
0Двухтактные преобразователи могут быть с самовозбуждением и с независимым возбуждением. В настоящее время в основном применяют преобразователи с независимым возбуждением, имеющие более высокий КПД. На практике применяют три основных схемы двухтактных преобразователей: с выводом нейтральной точки первичной обмотки трансформатора (со средней точкой), полумостовые и мостовые. Трансформатор, входящий в состав преобразователя имеет две идентичные первичные обмотки с числом витков W 11 = W 12 = W 1 и две идентичные вторичные обмотки с числом витков W 21 = W 22 = W 2 .
Рассмотрим установившийся режим работы идеального преобразователя в случае безразрывных токов дросселя L при широтно-импульсном управлении транзисторами VT1 и VT2. При переводе СУ транзистора VT1 в режим насыщения к первичной обмотке W 11 трансформатора будет приложено напряжение источника энергии U 0 .
В результате на зажимах вторичной обмотки W 21 появится ЭДС Е 2 с полярностью, обеспечивающей открытие диода VD1. При этом на интервале открытого состояния VT1 все остальные диоды и транзистор VТ2 будут закрыты.
Поскольку ЭДС Е 2 = U 0 n 21 = U 0 W 2 /W 1 , то к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное U 0 n 21 - U н. Под действием этого напряжения ток в обмотке дросселя L будет нарастать до линейному закону от минимального до максимального значения, соответствующего моменту времени t = γТ, когда СУ переведет транзистор VT1 в закрытое состояние.
На этом временном интервале осуществляется передача энергии в нагрузку, накопление энергии в дросселе L и подзаряд конденсатора С1. При этом напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, оказывается равным 2U 0 . При запирании транзистора VT1 меняется полярность ЭДС на зажимах всех обмоток трансформатора, что приводит к запиранию диода VD1 и открыванию диода VD3. В результате к обмотке дросселя будет приложено напряжение, равное напряжению на нагрузке, и он будет отдавать ранее запасенную энергию в нагрузку и конденсатор С1 (пока ток дросселя будет больше тока нагрузки). При этом напряжение, приложенное к закрытым транзисторам VT1 и VT2, оказывается равным напряжению источника энергии U 0 , так как трансформатор оказывается в режиме короткого замыкания (при отключенной первичной обмотки от источника энергии).
В момент t/T = 0,5 СУ переводит транзистор VT2 в открытое состояние, в результате чего первичная обмотка W 12 трансформатора (находящегося в режиме короткого замыкания) подключается к источнику энергии. Это приводит к резкому увеличению тока в обмотках W 22 и W 12 трансформатора. В момент, когда ток в обмотке W 22 достигает значения тока дросселя L, начинается процесс запирания диода VD3. На интервале 0,5Т ≤ t ≤ (0 5 + γ)Т транзистор УТ2 открыт и находится в режиме насыщения, а ток дросселя опять нарастает от минимального до максимального значения.
Регулировочная характеристика данного преобразователя имеет следующий вид: U H = 2n 21 γU 0 .
Как видно из выражения, регулировочная характеристика данного преобразователя отличается от регулировочной характеристики однотактного преобразователя с прямым включением диода только множителем 2. Однако в последнем случае требуется два отдельных трансформатора, расчетная мощность каждого из которых в два раза меньше мощности трансформатора двухтактного преобразователя. Кроме того, следует помнить, что перемагничивание материала магнитопровода в однотактных преобразователях с прямым включением диода осуществляется по частному несимметричному циклу перемагничивания, тогда как в данном идеальном преобразователе перемагничивание осуществляется по частному симметричному циклу. Поэтому размеры трансформатора в двухтактном преобразователе будут меньшими по сравнению с размерами двух трансформаторов однотактных преобразователей.
Выражение для критического значения индуктивности L кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки J н min принимает для двухтактного преобразователя (или двух однотактных, работающих на общий фильтр) следующий вид:
Разница в работе будет заключаться в только том, что на интервалах закрытого состояния транзисторов оба диода на выходе преобразователя (VD1, VD2) будут открыты и через каждый из них будет замыкаться ток, равный половине тока дросселя. Например, широко применяемые в системах электропитания аппаратуры телекоммуникаций вольтодобавочные (стабилизирующие) преобразователи КВ-12/100 (КС-14/100) представляют собой рассматриваемый двухтактный преобразователь в варианте без диода VD3.
В реальных двухтактных преобразователях, работающих на частотах 20 кГц и выше, неодинаковое значение времени рассасывания избыточных носителей в транзисторах при их запирании приводит к тому, что приращение магнитного потока в трансформаторе на интервале открытого состояния одного транзистора отличается от приращения магнитного потока на интервале открытого состояния другого транзистора. В результате в двухтактных преобразователях может появиться так называемое одностороннее подмагничивание материла магнитопровода трансформатора. И, как результат, насыщение материала магнитопровода и короткое замыкание для источника энергии, приводящее к выходу из строя транзисторов. Другой причиной появления одностороннего подмагничивания является электрическая несимметрия схемы, возникающая, как правило, при низких уровнях выходного напряжения. Для того чтобы исключить явление одностороннего подмагничивания, приходится прибегать к существенному усложнению схемы управления в двухтактных преобразователях по сравнению с однотактными. С этой целью в схему управления вводится, например, устройство, следящее за средним значением токов транзисторов и при их разбалансировке обеспечивающее автоматическую коррекцию длительности включенного состояния транзисторов.
Рассмотренный преобразователь на практике применяется при относительно невысоких напряжениях источника энергии, так как напряжение, приложенное к закрытому транзистору, оказывается в два раза больше напряжения источника энергии. При высоком значении напряжения U 0 (в несколько сотен вольт) широко применяются полумостовые и мостовые схемы двухтактных преобразователей.
В полумостовом преобразователе параллельно источнику энергии с напряжением U 0 устанавливаются два последовательно соединенных между собой конденсатора с одинаковой емкостью. Первичная обмотка трансформатора TV1 включается между общей точкой этих конденсаторов и общей точкой транзисторов VT1 и VT2.
В идеальном преобразователе среднее значение напряжения на каждом из конденсаторов равно половине напряжения U 0 . При переводе СУ, например, транзистора VT1 в режим насыщения напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора TV1, будет равно напряжению на конденсаторе С1. В результате ЭДС Е 2 на зажимах вторичной обмотки VT1 будет равна U 0 n 21 /2. При этом будут открыты диоды VD3 и VD6. Напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, равное сумме напряжения на конденсаторе С2 и ЭДС первичной обмотки TV1, будет равно напряжению U 0 . Для того чтобы исключить интервалы, на которых оба транзистора открыты одновременно, длительности открытого состояния VT1 и VT2 должны быть меньше половины периода преобразования энергии. На интервалах открытого состояния VT1 (VT2) осуществляется передача энергии а нагрузку и ее накопление в дросселе L1 и конденсаторе С3. Кривые тока коллектора транзисторов, тока дросселя L1, напряжения на входе фильтра L1 С3 и напряжения на нагрузке по форме полностью совпадают с соответствующими кривыми. На интервалах выключенного состояния транзисторов открыты все четыре диода выходного выпрямителя и через каждый из них протекает ток, равный половине тока дросселя, при этом напряжение приложенное к закрытым транзисторам равно U 0 /2. Регулировочная характеристика полумостового преобразователя (при его работе в режиме безразрывных токов дросселя L1) имеет следующий вид: U H = γU 0 n 21 .
Выражение для критического значения индуктивности L кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки I н min принимает для полумостового преобразователя следующий вид:
Полумостовые преобразователи обычно применяются при выходной мощности до нескольких сотен ватт, так как с увеличением выходной мощности резко увеличиваются габаритные размеры конденсаторов C1, С2. Кроме того, при прочих равных условиях ток коллектора транзисторов в полумостовых преобразователях в два раза больше, чем в мостовых преобразователях, что приводит к большим потерям в них и к увеличению габаритов радиаторов охлаждения транзисторов.
В мостовом преобразователе при классическом, так называемом симметричном способе управления транзисторами СУ обеспечивает синхронную коммутацию диагональных транзисторов (VT1 и VT4 на интервале первой половины периода, а затем VT2 и VT3 на интервале второй половины периода преобразования энергии). При этом на интервале открытого состояния любой пары диагональных транзисторов напряжение, приложенное к первичной обмотке TV1 и к каждому из закрытых транзисторов в идеальном преобразователе равно напряжению источника энергии. В остальном работа мостового преобразователя при симметричном способе управления транзисторами подобна работе рассмотренных выше двухтактных преобразователей.
В интервале открыты диагональные транзисторы VT1 и VT4, в результате ток i 1 , равный сумме намагничивающего тока (тока холостого хода) трансформатора и тока дросселя: L1, приведенного к первичной обмoтке, втекает в начало первичной обмотки TV, открыт выходной диод VD5 и осуществляется передача энергии в нагрузку и ее накопление дросселями L1 и L. При этом напряжение на конденсаторах С2 и С3. равно напряжению U 0 . В момент t 1 схема управления выключает VT4, вследствии чего ток i 1 начинает замыкаться по цепи: первичная обмотка TV (в том же направлении) - конденсатор С3 - открытый транзистор VT1 - дроссель L. Начинается быстрый процесс перезаряда конденсатора С3 и заряд конденсатора С4. За время, меньшее t зад, напряжение на конденсаторе С3 уменьшается до нуля, а на конденсаторе С4 нарастает до U 0 . После того как напряжение на С3 снизилось до нуля, открывается диод VD3 и ток i 1 далее замыкается через этот диод, так что к моменту t 2 - моменту открытия VT3 - напряжение на нем равно практически нулю, т. е. отсутствуют потери мощности при его открытии. В интервале первичная обмотка TV и дроссель L оказываются закороченными диодом VD3 и транзистором VT1, так что ток в этой цепи практически не претерпевает изменений. В момент t 3 выключается транзистор VT1 и начинается быстрый перезаряд конденсатора С2 (и заряд конденсатора С1), так что за время, меньшее t зад, напряжение на C2 спадает до нуля, после чего открывается диод VD2. До момента t 4 - момента открытия транзистора VT2 - ток, поддерживаемый дросселем L, замыкается через диоды VD2, VD3 и источник энергии U 0 , т. е. энергия, запасенная этим дросселем, возвращается в источник. Включение VT2 также происходит без потерь мощности. На интервале открыты VT2 и УТ3, ток i 1 меняет свое направление, открыт выходной диод VD6 и энергия передается от источника в нагрузку, а также запасается дросселями. Далее процессы в схеме протекают аналогичным образом.
Для исключения явления одностороннего подмагничивания трансформатора в полумостовых и мостовых ПН последовательно с первичной обмоткой трансформатора достаточно часто включается конденсатор. Такое введение конденсатора имеет место, например, в ПН блоков питания ПК, в выпрямителях ВБВ-60/25-3к.
На выходе любого из рассмотренных двухтактных преобразователей выходной выпрямитель может быть выполнен либо по однофазной мостовой схеме, либо по двухполупериодной схеме выпрямления. Однофазная мостовая схема выпрямления обычно применяется только при относительно высоких уровнях выходного напряжения (несколько десятков вольт и выше), так как характеризуется большими потерями в вентильном комплекте по сравнению с двухполупериодной схемой.
Используемая литература: Электропитание устройств и систем телекоммуникаций:
Учебное пособие для вузов / В. М. Бушуев, В. А. Демянский,
Л. Ф. Захаров и др. - М.: Горячая линия-Телеком, 2009. -
384 с.: ил.
Скачать реферат: У вас нет доступа к скачиванию файлов с нашего сервера.
В автономной переносной и передвижной радиоаппаратуре, потребляющей сравнительно небольшие мощности, в качестве источников электроэнергии используются работающие независимо от внешней сети источники постоянного тока низкого напряжения: гальванические элементы, аккумуляторы, термогенераторы, солнечные и атомные батареи. Иногда для функционирования радиоаппаратуры возникает необходимость преобразования постоянного напряжения одного номинала в постоянное напряжение другого номинала. Эту задачу выполняют различные преобразователи постоянного тока, а именно: электромашинные, электромеханические, электронные и полупроводниковые.
В полупроводниковом преобразователе энергия постоянного тока превращается в энергию прямоугольных импульсов с помощью переключающего устройства. В качестве основных элементов этого устройства используются MOS FET и IGBT транзисторы и тиристоры. Преобразователи с выходом на переменном токе называются инверторами. Если выход инвертора, соединить с выпрямителем, включающим сглаживающий фильтр, то на выходе устройства, называемого конвертором, можно получить постоянное напряжение U вых, которое может существенно отличаться от напряжения на входе U BX ,, т.е. конвертор - это своеобразный трансформатор постоянного напряжения.
При высоком значении питающего напряжения, а также при отсутствии ограничений по массе и объему преобразователи рационально выполнять на тиристорах. Полупроводниковые преобразователи на транзисторах и тиристорах подразделяются на нерегулируемые и регулируемые, причем последние используются и как стабилизаторы постоянного и переменного напряжения.
По способу возбуждения колебаний в преобразователе различают схемы с самовозбуждением и с независимым возбуждением. Схемы с самовозбуждением представляют собой импульсные автогенераторы. Схемы с независимым возбуждением состоят из задающего генератора и усилителя мощности. Импульсы с выхода задающего генератора поступают на вход усилителя мощности и управляют им.
1. Преобразователи с самовозбуждением
Преобразователи с самовозбуждением выполняются на мощности до нескольких десятков ватт. В радиоустройствах они нашли применение как маломощные автономные источники, электропитания и как задающие генераторы мощных преобразователей, Структурная схема преобразователя с самовозбуждением приведена на рис. 1.
Рис. 1. Структурная схема преобразователя напряжения с самовозбуждением
На вход преобразователя подается постоянное питающее напряжение U BX . В автогенераторе постоянное напряжение преобразуется в напряжение, имеющее форму прямоугольных импульсов.
Прямоугольные импульсы с помощью трансформатора изменяются по амплитуде и поступают на вход выпрямителя, после которого на выходе преобразователя (конвертора) получим требуемое по величине и напряжение постоянного тока U вых . При прямоугольной форме импульсов выпрямленное напряжение по форме близко к постоянному, вследствие чего упрощается сглаживающий фильтр выпрямителя.
2. Однотактный преобразователь напряжения.
В основе работы схемы (рис. 2), как и большинства преобразователей, лежит принцип прерывания постоянного тока в первичной обмотке импульсного трансформатора с помощью транзистора, работающего в ключевом режиме.
Рис. 2. Однотактный полупроводниковый преобразователь
напряжения с самовозбуждением
В коллекторную цепь транзистора включена первичная обмотка трансформатора ω к, в эмиттерно-базовую цепь - обмотка обратной связи ω б. Поскольку обмотки ω к и ω б размещаются на одном магнитопроводе, то существующая между ними магнитная связь и порядок подключения концов обмоток обеспечивают в итоге положительную обратную связь в автогенераторе.
При подключении источника постоянного тока U BX в цепи коллектора транзистора VT и в обмотке ω к начинает: протекать ток, который вызывает нарастающий магнитный поток в магнитопроводе импульсного трансформатора. Этот поток, воздействуя на обмотку обратной связи ω б, наводит в ней ЭДС самоиндукции, причем обмотка ω б включается, относительно обмотки ω к таким образом, чтобы ЭДС, наведенная в ней, еще больше открыла транзистор (для р-п-р транзистора на базе относительно эмиттера создается дополнительное отрицательное напряжение). Когда магнитный поток достигнет насыщения, исчезнут ЭДС и токи в обмотках, появится противо-ЭДС, запирающая транзистор, и процесс начнется сначала. Необходимо отметить, что при открытом транзисторе VT вследствие небольшого значения его внутреннего сопротивления весьма небольшим будет падение напряжения на нем, даже при токе, равном току насыщения. Поэтому в этом случае практически все входное напряжение U BX приложено к первичной коллекторной обмотке трансформатора ω к.
В результате периодического включения транзистора по первичной обмотке трансформатора ω к потечет ток, импульсы которого будут иметь почти прямоугольную форму. Во вторичную обмотку трансформатора ω вых трансформируются импульсы той же формы, частоты следования и полярности; эти импульсы используются для получения выпрямленного напряжения с помощью однополупериодного выпрямителя. Резистор R Р Б в базе транзистора ограничивает ток базы.
Преобразователи описанного типа целесообразно применять при высоком значении выходного напряжения U B Ы X и малых токах, в частности, для питания высоковольтного анода в электронно-лучевых трубках. Основным недостатком однотактной схемы автогенератора является постоянное подмагничивание магнитопровода, обусловленное тем, что ток по коллекторной (первичной) обмотке трансформатора течет только в одном направлении, Постоянное подмагничивание ухудшает условия передачи мощности из первичной обмотки трансформатора во вторичную, и поэтому однотактные автогенераторы используют при малых мощностях (несколько ватт), когда невысокий КПД не является определяющим фактором.
Простейшим двухтактным инвертором является автогенератор по схеме Ройера. Здесь транзисторы попеременно находятся в состоянии насыщения и отсечки. Эта схема приведена на рисунке 1.
Рисунок 1 Схема двухтактного преобразователя напряжения
После включения питания через резистор R1 протекает ток, открывающий оба транзистора. Схема симметрична и коллекторные токи транзисторов равны между собой i K1 = i K2 , ЭДС самоиндукции в обмотках W1 также равны по величине, но противоположны по направлению. Поэтому коллекторная обмотка в целом нейтральна и в базовой обмотке ничего не наводится. За счёт тепловых, дробовых или фликкер–шумов ток одного из транзисторов мгновенно станет больше. Пусть i K1 > i K2 , тогда в базовой обмотке появится ЭДС, как показано на рисунке 1, под действием которой VT1 приоткрывается, а VT2 призакрывается, i K1 ещё больше возрастает, возрастает ЭДС и т.д. протекает лавинообразный процесс, в результате которого VT1 входит в насыщение, а VT2 – в состояние отсечки. Рабочая точка сердечника входит в область насыщения рост тока прекращается, ЭДС самоиндукции меняет знак на противоположный, чтобы поддержать падающий ток и происходит обратный лавинообразный процесс, в результате которого VT2 входит в насыщение, а VT1 – в состояние отсечки и так далее.
Это автогенератор с насыщающимся трансформатором. Индукция в сердечнике меняется от –Bm до +Bm. Резистор R1 служит для запуска схемы, а резистор R б ограничивает базовый ток в открытом состоянии.
Из–за конечного быстродействия транзисторов, работающих с насыщением, время рассасывания коллекторного тока не равно нулю и время выключения больше времени включения. Поэтому в момент смены полярности напряжения на W1 , VT1 ещё не успевает перейти в состояние отсечки, а VT2 уже включился и, к ещё открытому VT1, прикладывается напряжение
(1)
Поэтому коллекторный ток имеет всплеск – так называемый сквозной ток. Временные диаграммы напряжения приведены на рисунке 2.
Рисунок 2 Сквозные токи в схеме Ройера
Величина сквозного тока может в несколько раз превышать рабочий ток. Поэтому в современных источниках питания такие схемы используется редко, но в радиолюбительской практике очень широко – простота и надёжность, при небольшой выходной мощности – до 100 Ватт делают схему очень привлекательной.
Для больших мощностей используют преобразователи с независимым возбуждением, чтобы уменьшить мощность потерь в насыщающемся выходном трансформаторе. Усложняется схема управления, формируются сигналы управления с запасом по времени на выключение транзисторов.
К двухтактным относятся также мостовые и полумостовые схемы. На рисунке 3а приведена силовая цепь мостового инвертора, а на рисунке 3б – диаграмма работы при активной нагрузке. Ключи работают попарно и поочерёдно (VT1, VT4 и VT2, VT3). Потери здесь больше, чем в обычной схеме, поскольку в цепи тока включены последовательно два ключа. Напряжение на закрытом ключе равно всего Eк, поэтому такая схема предпочтительна при высоких напряжениях питания. Форма напряжения на нагрузке и форма тока совпадают.
Рисунок 3 Мостовой инвертор
На практике нагрузка редко бывает активной, обычно она имеет индуктивный характер (рисунок 4) и ток в первичной обмотке не может измениться мгновенно.
Рисунок 4 Мостовой инвертор с индуктивным характером нагрузки
После коммутации ключей (VT1,4 закрываются, VT2,3 открываются) под действием ЭДС самоиндукции ток протекает ещё некоторое время (Δt ) через первичную обмотку в том же направлении. Ключи VT2,3 не держат обратного напряжения и могут быть пробиты этой ЭДС самоиндукции. Для их защиты и создания пути тока разряда индуктивности все ключи шунтируют диодами. На рисунке 4 условно показаны только два из них. Энергия, запасённая в индуктивности, возвращается в источник по цепи: минус источника Е К, диод VD3, обмотка W1, диод VD2, плюс источника Е К, имеет место рекуперация, а чтобы ток протекал в источник, величина ЭДС превышает Е К на величину ΔU . Мгновенная мощность на интервале Δt отрицательна
p = u×iРекуперация энергии может играть и положительную роль. Например, городской электротранспорт и локомотивы на железной дороге. В них, при движении идёт потребление энергии от контактной сети приводными электродвигателями. При торможении двигатели переключаются в генераторный режим, кинетическая энергия движения преобразуется в электрическую и возвращается в сеть. В источниках электропитания рекуперация приводит только к дополнительным потерям и её следует избегать. В мостовом инверторе, например, можно изменить алгоритм управления ключами, как показано на рисунке 5.
Рисунок 5 Мостовой инвертор без рекуперации
В этой схеме при замкнутых ключах VT1 и VT4, идёт передача энергии в нагрузку и её накопление в индуктивности. После размыкания VT1, ЭДС самоиндукции меняет знак, как показано на рисунке 6а и индуктивность разряжается через открытый ключ VT4 и защитный диод VD3 на нагрузку. Здесь запас по времени такой, что индуктивность полностью разряжается и появляются высшие гармоники в составе выходного напряжения. Если не будет разрыва между токами i p и i 1 , то не будет провала в выходном напряжении и в его спектре будет меньше высших гармоник.
В мостовых схемах переобразователей напряжения имеется четыре управляемых ключа и довольно сложная схема управления. Уменьшить число ключей позволяет полумостовая схема, которая приведена на рисунке 6.
Рисунок 6 полумостовая схема переобразователя напряжения
Здесь конденсаторы С1 и С2 создают искусственную среднюю точку источника . При открытом VT1 конденсатор С1 разряжается на нагрузку и подзаряжается С2, а при открытом VT2 – наоборот С2 разряжается на нагрузку и подзаряжается С1. Напряжение, прикладываемое к первичной обмотке трансформатора равно напряжению на одном конденсаторе.
Литература:
- Сажнёв А.М., Рогулина Л.Г., Абрамов С.С. “Электропитание устройств и систем связи”: Учебное пособие/ ГОУ ВПО СибГУТИ. Новосибирск, 2008г. – 112 с.
- Алиев И.И. Электротехнический справочник. – 4-е изд. испр. – М.: ИП Радио Софт, 2006. – 384с.
- Гейтенко Е.Н. Источники вторичного электропитания. Схемотехника и расчёт. Учебное пособие. – М., 2008. – 448 с.
- Электропитание устройств и систем телекоммуникаций: Учебное пособие для вузов / В.М.Бушуев, В.А. Деминский, Л.Ф. Захаров и др. – М.,2009. – 384 с.
В двухтактных преобразователях более эффективно используется магнитопровод импульсного трансформатора. В таких схемах не требуется бороться с намагничиванием сердечника, что позволяет уменьшить его габариты. Выходное напряжение получается симметричным. Кроме того, транзисторы преобразователя работают в более легком режиме.
Иногда для небольшой мощности (до 15 Вт) используют самый простой преобразователь, выполненный по схеме автогенератора (рис. 4.16, а). Эта схема не критична к применяемым деталям, но подбор рабочей точки режима работы транзисторов при помощи резистора R2 может улучшить характеристики устройства (иногда параллельно R2 устанавливают конденсатор). Делитель из резисторов R1-R2 обеспечивает необходимый начальный ток для запуска работы автогенератора.
Рис. 4.16. Схемы двухтактных автогенераторов
Используемые универсальные транзисторы 2N3055 заменяются подобными отечественными КТ818ГМ, КТ8150А, а если изменить полярность подаваемого питания, то можно применять и p-n-р транзисторы. Питающее напряжение схемы может быть от 12 до 24 В. Для длительной работы устройства транзисторы необходимо установить на радиаторы.
Трансформатор может быть выполнен на ферритовом М2000НМ1 кольцевом магиитопроводе, его рабочее сечение зависит. от мощности в нагрузке. Для упрощенного выбора можно воспользоваться рекомендациями, см. табл. 4.5.
Таблица 4.5. Допустимая максимальная мощность для кольцевых ферритовых магнитопроводов марки М2000НМ1
При изготовлении трансформатора Т1 обмотки 1 и 2 наматываются одновременно, но фазировка подключения их должна соответствовать показанной на схеме. Для сечения кольцевого магнитопровода типоразмера К32х20х6 обмотки 1 и 2 содержат по 8 витков (провод ПЭЛ диаметром 1,2...0,81 мм); 3 и 4 по 2 витка (0,23 мм); 5 - число витков вторичной обмотки зависит от необходимого напряжения (0,1...0,23 мм).
С помощью этой схемы можно получать напряжение до 30 кВ, если применить магнитопровод от трансформаторов, используемых в современных телевизорах.
Аналогичная схема автогенератора, выполненная на полевых транзисторах, приведена на рис. 4.16, б. Она позволяет использовать более простой трансформатор, в котором не нужны обмотки обратной связи. Стабилитроны VD1, VD2 предотвращают появление на затворах транзисторов опасных напряжений.
Рабочая частота таких схем задается параметрами магнитопровода трансформатора и индуктивностью обмоток, так как от этого зависит задержка сигнала обратной связи (лучше если частота будет находиться в диапазоне 20...50 кГц).
В качестве недостатка данных схем можно отметить низкий КПД, что затрудняет их применение при большой мощности, а также нестабилизированное выходное напряжение, которое может сильно меняться в зависимости от изменения напряжения питания. Более удачная схема двухтактного преобразователя, выполненная с использованием специализированной микросхемы (рис. 4.17), отличается высоким КПД и может поддерживать стабильное напряжение на нагрузке.
Рис. 4.17. Схема двухтактного импульсного преобразователя
Преобразователь выполнен на широко распространенной микросхеме ШИМ-контроллере Т114ЕУ4 (полный импортный аналог TL494), что позволяет сделать схему довольно простой. В нормальном состоянии (при нулевом напряжении на затворе) транзисторы VT1, VT2 закрыты и открываются импульсами с соответствующих выходов микросхемы. Резисторы R7-R9 и R8-R10 ограничивают выходной ток микросхемы, а также величину напряжения на затворе ключей. Цепь из элементов C1-R2 обеспечивает плавный выход на рабочий режим при включении питания (постепенное увеличение ширины импульсов на выходах микросхемы). Диод VD1 предохраняет повреждение элементов схемы при ошибочном подключении полярности питания.
Диаграммы напряжений, поясняющие работу, показаны на рис. 4.18. Как видно на рисунке (а), задний фронт импульса имеет большую длительность, чем передний. Это объясняется наличием емкости затвора полевого транзистора, заряд которой рассасывается через резистор R9 (R10) во время, когда выходной транзистор микросхемы закрыт. Это увеличивает время закрывания ключа. Так как в открытом состоянии на полевом транзисторе падает напряжение не более 0,1 В, потери мощности в виде небольшого нагрева VT1 и VT2 происходят в основном за счет медленного закрывания транзисторов (именно этим ограничена максимальная допустимая мощность нагрузки).
Рис. 4.18. Диаграммы напряжений
Параметры данной схемы при работе на лампу мощностью 100 Вт приведены в табл. 4.6. В холостом ходу потребляемый ток составляет 0,11 А (9 В) и 0,07 А (15 В). Рабочая частота преобразователя около 20 кГц.
Таблица 4.6. Основные параметры схемы
Трансформатор Т1 выполнен на двух сложенных вместе кольцевых сердечниках из феррита марки М2000НМ1 типоразмера К32х20х6. Параметры обмоток указаны в табл. 4.7.
Таблица 4.7. Параметры обмоток трансформатора Т1
До намотки острые грани сердечника необходимо закруглить надфилем или грубой наждачной бумагой. При изготовлении трансформатора сначала наматывается вторичная обмотка. Намотка выполняется виток к витку, в один слой с последующей изоляцией лакотканью или фторопластовой лентой. Первичные обмотки 1 и 2 наматываются двумя проводами одновременно, как это показано на рис. 4.19 (равномерно распределив витки на магнитопроводе). Такая намотка позволяет значительно уменьшить выбросы напряжения на фронтах при закрывании полевых ключей. Транзисторы устанавливаются на теплоотвод, в качестве которого применен дюралевый профиль (рис. 4.20).
Рис. 4.19 Вид конструкции импульсного трансформатора
Рис. 4.20. Конструкция радиатора
Радиаторы закрепляются на краях печатной платы. Односторонняя печатная плата из стеклотекстолита толщиной 1,5...2 мм имеет размеры 110x90 мм (см. рис. 4.21 и 4.22).
Рис. 4.21. Топология печатной платы
Рис. 4.22. Расположение элементов
Данную схему можно использовать для питания нагрузки, постоянно потребляющей мощность до 100 Вт. Для большей мощности необходимо уменьшить время переключения полевых ключей. Это позволяют сделать специально разработанные микросхемы, имеющие комплементарный выходной каскад, предназначенный для управления мощными полевыми транзисторами, например, К1156ЕУ2, UC3825.
В качестве силовых ключей на мощность до 60 Вт в приведенной схеме можно также применять транзисторы N-типа со статической индукцией КП958А (BCIT- Bipolar Static Induction Transistor). Они разработаны специально для работы в высокочастотных источниках питания. Физика работы такого транзистора близка к работе обычного биполярного, но из-за конструктивных особенностей он имеет ряд преимуществ:
1) низкое падение напряжения исток-сток в открытом состоянии;
2) повышенный коэффициент усиления;
3) высокое быстродействие при переключении;
4) повышенная устойчивость к тепловому пробою.
В этом случае транзисторы лучше подобрать с одинаковыми параметрами, а резисторы R9 и R10 уменьшить до 100...150 Ом.